ДЕМОДУЛЯТОР AM НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Рис.12.1
Демодулятор на полевом транзисторе, собранный по приведенной схеме, работает на частоте по меньшей мере до 100 МГц. Демодуляция в этой схеме осуществляется не так, как обычно, за счет диодной характеристики эмиттерного перехода, а благодаря ярко выраженной кривизне характеристики тока истока от напряжения на затворе при слабом токе. Таким образом, при входном напряжении от 0,1 В^ результат детектирования значительно более линейный, чем при использовании в качестве детектора диода.
ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР AM
Funkamateur, Berlin, No. 4/96, p. 413 Рис. 12.2
Некоторые приемники амплитудно-модулированных сигналов имеют более узкую полосу пропускания, чем узкополосные приемники частотной модуляции. В таком случае можно выделить сигнал промежуточной частоты перед демодуляцией и направить его к цепи, изображенной на схеме, для лучшего качества приема радиопередач AM.
ДЕМОДУЛЯТОР ОБП/АМ/ФМ НА МИКРОСХЕМЕ МС1496
Linear/Interface ICs, Motorola, 1993 Рис. 12.3
При приеме сигнала с одной боковой полосой (ОБП) и подавленной несущей достаточно восстановить последнюю любым доступным способом, тогда как для амплитудной и фазовой модуляций необходима блокировка. Эффект ограничения дает возможность прикладывать сигнал AM прямо на вход несущей частоты, лишь бы амплитуда сигнала AM была достаточна.
УСТРОЙСТВО СИНХРОННОЙ ДОБАВОЧНОЙ ДЕМОДУЛЯЦИИ
В предложенной схеме на транзисторе T i собран входной буферный каскад. Транзистор Т 2 является частью активного фильтра на
Funkamateur, Berlin, No. 9/1999, p. 992 Pис. 12.4
индуктивности, частота настройки которого может регулироваться переменным конденсатором С 2 . Переменный резистор R1 позволяет регулировать полосу пропускания таким образом, что только сигнал несущей частоты достигает микросхемы А2. После перехода средней точки P1 в схеме возникают колебания, которые несущая частота входного сигнала может синхронизировать. На выводе 7 микросхемы А1 входной сигнал, добавленный к несущей частоте, отдельно усиливается микросхемой А2. Даже в случае выборочного замирания, воздействующего на несущую частоту, результаты демодуляции оказываются достаточно хорошими.
СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР С АВТОМАТИЧЕСКИМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ
Устройство может функционировать пассивным или активным образом, в зависимости от положения переменного резистора Р1 В первом случае отрицательное сопротивление, образуемое транзисторами T1 и Т 2 , служит для сужения полосы пропускания колебательного LC контура, чтобы несущая частота, прошедшая через конденсатор С 5 , была отфильтрована в узкой полосе. Во втором случае транзисторы T1 и Т 2 начинают работать как генератор, который может быть синхронизирован в узком диапазоне несущей частотой случайного сигнала, когда переключатель находится в положении «ручной». В положении «автоматический» происходит авторегулирование в пределах полосы шириной в несколько килогерц. Также в зависимости от положения движка Р1 автоматическое регулирование может влиять либо на фильтрацию несущей частоты, либо на генератор, который заменяет эту несущую частоту. Функционирование в режиме «пассивный ручной» требует очень точной настройки. Такую настройку гораздо удобнее производить в режиме «пассивный автоматический», но в случае замирания (выборочного) несущей частоты появляется риск «сползания» настройки фильтра на какую-либо соседнюю частоту. В режиме работы «активный ручной» поиск синхронизации может сопровождаться неприятным свистом, но зато становится возможным прослушивание станций с одной боковой полосой. В режиме работы «активный автоматический» подобного не происходит, кроме случая, когда одна боковая полоса сопровождается неподавленной несущей частотой, но, как сказано выше, регулировка может привести к «сползанию» частоты настройки. Можно выбрать коэффициент усиления операционного усилителя А1 в зависимости от амплитуды имеющегося входного сигнала. После двух фазосдвигающих устройств
Funkamateur, Berlin, No. 9/1999, p. 993 Рис. 12.5
на ±45° транзисторы Т 3 и Т 5 выдают сигналы, смещенные по фазе на 90°. Далее, интегральная схема IC1 служит для модуляции, в то время как IC2 создает напряжение настройки, действующее в режиме «автоматический» на варикап ВВ909А. Индикатор «частота» (с нулем в середине шкалы) полезен только в режиме «автоматический», в то время как индикатор «амплитуда», управляемый постоянной составляющей демодуляции, полезен в режиме «ручной».
ДЕМОДУЛЯТОР AM 6-70 МГЦ НА МИКРОСХЕМЕ TDA9S30
Рис. 12.6
Данное устройство задумано в основном для применения в телевизионных схемах. Диапазон автоматического управления усилением составляет 66 дБ, отношение сигнал/шум 53 дБ с 10 мВ на входе, полоса пропускания звука 20 Гц – 100 кГц.
ПЧ И ДЕМОДУЛЯТОР ДЛЯ ДИСТАНЦИОННОГО УПРАВЛЕНИЯ НА МИКРОСХЕМЕ U431ЗВ
Ыо\е d’application TEMIC, ANT 012, ANT 013, ANT 014,1996 Рис. 12.7
Приведенная система дистанционного управления для устройств тревоги, защиты или открывания двери содержит УПЧ, демодулятор и цепь формирования цифровых сигналов. До тех пор пока уровень входного сигнала (вывод 9) ниже 40 дБмкВ, функционируют только УПЧ и демодулятор AM, но, как только этот порог будет превышен, включается одновибратор. Это устройство питает другие части схемы и переводит вывод 10 в состояние «1» (управление питанием микропроцессора).
Постоянная времени RC составляющих, подключенных к выводу 3, определяет длительность возвращения к режиму ожидания, в то время как в случае выводов 6 и 7 речь идет об ответе компаратора, который следует по необходимости приспосабливать к использованному коду передачи. Для того чтобы предотвратить неизбежные задержки сигнала из-за АРУ, необходимо использовать логарифмический демодулятор AM. Входной импеданс ПЧ (8-12 МГц) составляет 330 Ом с параллельной емкостью, равной 5 пФ. Существует также версия с компаратором без инвертора U4311.
УЗКОДИАПАЗОННЫЙ СИНХРОННЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР
В синхронном демодуляторе, представленном на рис. 12.8, не используется эффект автоматического регулирования. Переменный резистор P1 служит для перехода от функции узкополосного фильтра к функции генератора, который настроен на несущую частоту полосой 100 Гц. Потенциометр Р 2 позволяет настроить фильтр точно на несущую частоту.
ДЕМОДУЛЯТОР ЧМ НА МИКРОСХЕМЕ НЕ564
Показанный на рис. 12.9 демодулятор предназначается для телеграфии. Устройство функционирует, так как происходит коммутация частоты 1 МГц вокруг частоты 10,8 МГц. Впрочем, ГУН работает на частоте до 50 МГц с диапазоном запирания не меньше 25%. Частота режима ожидания определяется емкостью конденсатора, который установленн между выводами 12 и 13. Скорость передачи может достигать 1 Мбод.
Funkamateur, Berlin, No. 9/1999, p. 992 . Pис. 12.8
Note d’application AN 1801, Philips Semiconductors Рис. 12.9
ДЕМОДУЛЯТОР QPSK НА МИКРОСХЕМЕ SDA6310
Данное устройство обрабатывает сигналы, модулированные коммутацией фазы в четыре состояния (QSPK), и предназначено для использования в спутниковом телевидении. Диапазоны частот 35-120 МГц для несущей частоты QSPK и 70-120 МГц для генератора. Схема работает на частоте 40,15 МГц. Уровень входа (выводы 3 и 4) должен быть между 50 и 100 дБмкВ.
КВАДРАТУРНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР НА МИКРОСХЕМЕ TDA8040T
Такой демодулятор работает на частотах между 10,7 и 150 МГц, с коэффициентом усиления не ниже 21 дБ на каналах I и Q, ширина полосы которых составляет 25 МГц. Резонансный контур генератора может быть заменен внешним источником, способным выдать напряжение с минимальным размахом 100 мВ.
Documentation Philips Рис. 12.11
КВАДРАТУРНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР l/Q НА МИКРОСХЕМЕ цРС2781
На схеме изображен демодулятор, имеющий встроенное устройство для сдвига фазы на 90 е. Коэффициент передачи 50 дБ, шум-фактор 13 дБ, импеданс входа 30 Ом.
КВАДРАТУРНЫЙ ДЕМОДУЛЯТОР I/O НА МИКРОСХЕМЕ цРС2766
Document NEC, No. PI0193EJ3V0DS00, 1996 Рис. 12. I3
Этот демодулятор имеет коэффициент передачи 20 дБ, шум-фактор 21 дБ. Промежуточная частота может быть выбрана в пределах между 0 и 200 МГц. Амплитуда выходных сигналов с увеличением частоты растет до 1,5 В.
Ранее мы рассмотрели сигналы с фазовой и частотной модуляцией PM и FM , в данной статье мы разберем вопросы выделения из полосового радиосигнала информационной составляющей при угловой модуляции. Предполагается, что читатель знаком с принципом работы квадратурного гетеродина .Пусть имеется входной полосовой сигнал с фазовой модуляцией:
| (1) |
Где — амплитуда входного сигнала, — несущая частота сигнала, — девиация фазы PM сигнала (индекс фазовой модуляции) и — модулирующий сигнал, который необходимо выделить из . Предполагается, что модулирующий сигнал по модулю не превосходит единицу.
Выделим при помощи квадратурного гетеродина огибающую фазы сигнала , как это показано на рисунке 1.
Рисунок
1: Выделение комплексной огибающей при помощи квадратурного
гетеродина
После умножения исходного сигнала на квадратурные компоненты получим:
Из выражения (3) можно выразить:
 |
(4) |
Таким образом, мы смогли продемодулировать PM сигнал и выделить исходный модулирующий сигнал . При этом необходимо обратить внимание на следующие моменты. Во первых, приведенные выражения подразумевают когерентный прием PM сигнала, т.е. отсутствие частотного и фазового рассогласования несущей частоты и частоты квадратурного гетеродина, и во вторых предполагается, что арктангенс вычисляется в пределах радиан (функция арктангенс 2). Если же условие когерентного приема не обеспечивается, то имеются частотное рассогласование и случайный фазовый сдвиг принятого PM сигнала относительно начальной фазы гетеродина. Таким образом, можно (2) переписать в виде:
| (7) |
Таким образом, некогерентный прием приводит к тому, что к демодулированному сигналу добавляется линейная составляющая пропорциональная частотной расстройке плюс случайная начальная фаза. При этом начинает проявляться второй эффект, который заключается в периодичности арктангенса. Если линейное слагаемое превысит по модулю , то в силу периодичности арктангенса на выходе будет «пила» как это показано на рисунке 2. Для устранения периодичности применяют функции раскрытия арктангенса (unwrap - функции).
Рисунок 2: Эффект периодичности арктангенса
Таким образом, для приема PM сигнала требуется когерентная обработка, в противном случае возможны искажения демодулированного сигнала. На практике, аналоговая PM модуляция не получила широкого распространения ввиду указанных недостатков. Однако цифровая фазовая модуляция, когда модулирующий сигнал — цифровой, нашла огромное применение. При цифровой фазовой модуляции модулирующий сигнал представляет собой прямоугольные импульсы и фаза меняется скачкообразно и получается фазовая манипуляция (phase shift key PSK), но о ней подробно в следующих разделах. Мы же вернемся к частотной модуляции. При частотной FM модуляции исходный модулирующий сигнал интегрируется:
Продифференцировав огибающую фазы получим мгновенную частоту:
| (10) |
Обратите внимание, после взятия производной частотное рассогласование влияет лишь на постоянную составляющую демодулированного сигнала, которая как правило не несет информации и может быть устранена при помощи фильтра верхних частот. Однако перед дифференцированием остался арктангенс с «нежелательной периодичностью». Давайте от него избавимся, рассчитав производную арктангенса в выражении (10) как производную сложной функции:
Нормированный исходный модулирующий сигнал показан на рисунке 4. Исходным модулирующим сигналом производилась частотная и фазовая модуляция сигнала на несущей частоте 25 кГц с девиацией частоты при FM модуляции равной 2 кГц и девиации фазы PM равной 7.
|
|
|
|
|
|
На рисунке 5 показан выход фазового детектора при демодуляции PM сигнала. Видно, что на выходе арктангенса явные перегрузки по фазе, вызванные периодичностью по фазе. Раскрытие периодичности арктангенса, с соответствующими нормировками PM и FM демодуляторов при точной настройке частоты гетеродина на несущую частоту FM и PM сигнала показаны на рисунке 6. Хорошо видно, что при точной настройке частоты гетеродина сигнал на выходе FM демодулятора полностью повторяет исходный модулирующий сигнал, а на выходе PM демодулятора смещен на постоянную составляющую пропорционально случайной начальной фазе. Сигнал на выходе PM и FM демодуляторов при частотной расстройке гетеродина соответственно 100 (в случае PM сигнала) и 500 Гц (для FM сигнала) показаны на рисунке 7. Можно заметить, что частотная расстройка при FM сигнале смещает только постоянную составляющую на выходе FM демодулятора, в то время как на выходе PM демодулятора добавляется линейное слагаемое с коэффициентом пропорциональности зависящим от частотной расстройки гетеродина.
Давайте теперь рассмотрим вопрос раскрытия периодичности арктангенса. Для этого применяют unwrap -алгоритмы, которых существует несколько вариантов. Первый вариант заключается в обнаружении скачков фазы на выходе арктангенса близких к радиан. Принцип работы данного алгоритма показан на рисунке 8.
Из-за шумов и из-за дискретизации сигнала. В этом случае есть вероятность пропустить скачок по фазе и сформировать неправильный сигнал .
Второй вариант раскрытия периодичности арктангенса заключается в следующем. PM сигнал демодулируют при помощи FM демодулятора в соответствии с (11) при помощи структуры приведенной на рисунке 3. В результате получают мгновенную частоту , равную производной от фазы . После этого интегрируют и восстанавливают фазу без использования арктангенса (см. рисунок 9) .
Рисунок
9: Раскрытие периодичности арктангенса при использовании FM
демодулятора
Данный способ не приемлем в случае цифровой модуляции, так как частотный демодулятор не сохраняет информации о начальной фазе, кроме того в результате интегрирования к сигналу на выходе добавляется случайная постоянная интегрирования.
Еще один, пожалуй, самый лучший способ раскрытия периодичности арктангенса, который нашел широкое распространение в цифровых системах с фазовой манипуляцией - это недопускание набега фазы больше (т.е. недопускание периодичности арктангенса) за счет использования следящих контуров фазовой автоподстройки частоты, подробно рассмотренных в данной статье .
Таким образом, мы рассмотрели вопросы построения PM и FM демодуляторов. Показали, что для PM сигнала частотная расстройка гетеродина приводит к линейному слагаемому на выходе PM демодулятора, а в случае FM сигнала при частотной расстройке меняется лишь постоянная составляющая на выходе демодулятора. Приведены unwrap алгоритмы раскрытия периодичности арктангенса.
В общем, виде демодулятор фазоманипулированного сигнала представляет собой ФД, на один вход которого поступает модулированный сигнал, а на другой – сигнал от источника опорного колебания. Для детектирования сигнала с четырьмя значениями фазы необходимы два ФД, на которые входной сигнал поступает с одинаковой фазой, а сигналы от источника опорного колебания со сдвигом фазы на 90° друг относительно друга. При демодуляции сигналов с ОФМ необходимо сравнивать фазы принимаемого сигнала в двух соседних тактовых интервалах времени.
Из-за высокой скорости модуляции демодуляторы сигналов ОФМ имеют ряд особенностей. Демодуляция осуществляется на ПЧ, при этом требуется создать тракт с полосой пропускания 500-1000 МГц.
В демодуляторе сигналов ОФМ-4 пересдаваемых со скоростью 200 Мбит/с, используется схема ФД с 3 дБ КНО, состоящим из двух направленных ответвителей с распределенной связью (8,34 ДБ в каждом). В этой схеме используется только два диода. Она имеет хорошие импедансные характеристики и высокую чувствительность. Для улучшения согласования здесь могут быть использованы четыре диода.
Если демодуляция.осуществляется на промежуточной частоте, то может быть применена автоматическая подстройка частоты (АПЧ) гетеродина. На рисунке представлена структурная схема приемника. Входной сигнал вместе с сигналом гетеродина (Гет .) поступает на понижающий смеситель (См.), а после усиления в УПЧ – на вход демодулятора сигнала (Дмд) и детектора АПЧ (Дет. АПЧ). Демодулятор представляет собой ФД, у которого в качестве опорного колебания используется сигнал от линии задержки, задержанный на длительность тактового интервала. Промежуточная частота F ПЧ точно в пять раз больше тактовой частоты F Т, поэтому схема детектора АПЧ аналогична схеме демодулятора, но задержка осуществляется на величину тактового интервала плюс p/2. Сигналы от устройства регенерации и детектора АПЧ поступают на схему АПЧ и формируют на ее выходе сигнал управления гетеродином, который перестраивает его так, что постоянно поддерживает F ПЧ =5F Т.
СХЕМА ВОССТАНОВЛЕНИЯ НЕСУЩЕЙ И ЕЕ ПАРАМЕТРЫ
Отсутствие составляющей несущей частоты в спектре сигнала ОФМ требует восстановления ее в приемнике для осуществления когерентного детектирования. Среди известных схем восстановления несущей в высокоскоростных ЦСП СВЧ диапазона наибольшее применение находит схема с ремодуляцией (иногда используются названия: схема с ремодулятором, с обратным или восстановительным модулятором). На рисунке приведена структурная схема демодулятора, в котором осуществляется когерентное детектирование сигнала ОФМ-4, а в качестве СВН используется схема с ремодуляцией и кольцом ФАП. Входной сигнал от УПЧ поступает на четырехпозиционный фазовый детектор (4-ФД) и через линию задержки
Л31 на 4-ФМд, на два цифровых входа которого подаются продетектированные сигналы с выходом 4ФД. На ФД кольца ФАП через линию задержки Л32 и с выхода 4-ФМд поступают сигналы восстановленной несущей и от генератора управляющего напряжения (ГУН). Управляющий сигнал ГУНа формируется ФД и фильтром кольца ФАП. Эта схема содержит минимум элементов, определяющих время задержки кольца ФАП,ее работа не зависит от синхронизации тактовой частоты.
НЕКОТОРЫЕ ПРИМЕНЕНИЯ МОДУЛЯТОРОВ И ДЕМОДУЛЯТОРОВ ОФМ
Для увеличения объема передаваемой информации при сохранении неизменной скорости модуляции предлагается использовать сигнал 16-уровневой амплитудно-фазовой модуляции. Модулятор сигналов состоит из двух 4-ФМд, на которые поступают цифровые сигналы, по два на каждый, и сигнал от генератора несущей. Промодулированные сигналы суммируются, причем оптимальным для детектирования является случай, когда один из суммируемых сигналов меньше другого на б дБ. В результате получается сигнал 16-уровневой АФМ, пространство сигналов для которого изображено на рисунке. При детектировании осуществляются обратные операции, которые могут быть реализованы в демодуляторе, использующем СВН со вторичной модуляцией. На рисунке изображена структурная схема такого демодулятора. Входной сигнал поступает «а первый четырехпозиционный фазовый детектор (4-ФД1) вместе с опорным колебанием восстановленной несущей от ГУНа, на выходе устройства регенерации получаем две последовательности, передаваемые с большей амплитудой. Эти же последовательности одновременно с сигналом от ГУНа поступают на 4-ФМд, осуществляющий модуляцию вторично. С помощью сигнала от 4-ФМд и входного на выходе ФД кольца ФАП формируется управляющий сигнал ГУНа, а при вычитании – сигнал, который поступает на 4-ФД2 вместе с сигналом опорногоколебания и образует на его выходах две другие передаваемые последовательности.
Из анализа литературы видна тенденция к развитию высокоскоростных цифровых систем связи СВЧ диапазона с различными видами фазовой модуляции несущей. Освоение миллиметрового и квазимиллиметрового диапазона волн предъявляет высокие требования к проектированию устройств, осуществляющих высокоскоростную модуляцию и демодуляцию фазы сигнала. Можно выделить следующие основные направления проектирования:
– модуляция фазы несущей миллиметрового и квазимиллиметрового диапазонов волн со скорость до 250 Мбит/с с использованием р-i-n -диодов;
– модуляция фазы сигнала в диапазоне 1-2 ГГц со скоростью до 400 Мбит/с с использованием ДБШ;
– использование аналогичных методов модуляции при осуществлении передачи информации методом ОФМ в ЦРРЛ с промежуточной частотой 140 МГц;
– использование при конструировании элементов на МПЛ, изготовленных по тонкопленочной технологии;
– когерентное детектирование широкополосного фазомодулированного сигнала в диапазоне 1-2 ГГц включая случаи, когда спектры входного и продетектированного сигналов расположены близко друг к другу;
– создание схемы восстановления несущей, имеющей при широкой полосе захвата большое отношение сигнал/шум восстановленной несущей и малую установившуюся фазовую ошибку;
– использование видов модуляции, позволяющих увеличить объем передаваемой информации в одном радиостволе и улучшить характеристики детектирования сигнала.
ДЕМОДУЛЯТОР ЦИФРОВОЙ РСП
Демодулятор является наиболее сложным узлом цифровой РСП определяющим показатели качества тракта передачи в целом.
При демодуляции систем с ОФМ используют как когерентные так и некогерентные методы.
Оптимальный алгоритм (рисунок а)
согласованный фильтр СФ с передаточной функцией комплексно сопряженная со спектральной плотностью сигнала S(t) или применяется коррелятор содержащий генератор опорного колебания Гк, перемножитель и интегратор со сбросом в момент t 0 =Т (рисунок б)). Построение этих схем вызывает значительные трудности из-за получения когерентного опорного напряжения. В реальных схемах (рисунок 18 в)) в которых опорное напряжение получается с помощью схемы восстановления когерентной несущей ВКН, а вместо идеального интегратора со сбросом используется ФНЧ с полосой 1,2В С (В С – частота численно равная скорости передачи). В качестве решающего устройства используется регенератор бинарного сигнала, в состав которого входят цепи выделения сигнала тактовой частоты. Решение о том какой принят сигнал 0 или 1 принимается в середине к -го импульса.
СХЕМА ВОССТАНОВЛЕНИЯ КОГЕРЕНТНОЙ НЕСУЩЕЙ
Основными схемами являются:
Схема умножения ФМ сигнала в соответствии с кратностью системы для снятия модуляции.
Схема Костаса, содержащая подстраиваемый генератор сигнала опорной несущей, управляемый сигналом ошибки полученной в результате сравнения входных и выходных цифровых полиномов регенератора.
Схема восстановления когерентной несущей Сифорова. Разновидность схемы Костаса – демодулятор в котором сигнал управляющего генератора опорной несущей модулируется сигналами регенераторов, а сигнал ошибки определяется при сравнении входного и восстанавливающего.
Сигнал ОФМ-2 возводится в квадрат и сравнивается в ФД петли ФАП с сигналом генератора ПЧ управляющим напряжением ГУН, частота которого тоже умножается на два.
Схема обратной модуляции. На вход ПЧ модулятора Мд поступает манипулированный сигнал S(t) а на вход основной полосы последовательность где символ обратный формируемый на выходе ФД. Восстановленный таким образом сигнал ПЧ поступает на ФД системы ФАП, где сравнивается с сигналом ГУН.
В низкоскоростных системах иногда используется простой автокорреляционный прием сигналов с ОФМ. В качестве сигнала опорного генератора применяется задержанный на длительность тактового сигнала ФМ сигнал ПЧ.
Структурная схема автокорреляционного демодулятора ОФМ-2, представлена на рисунке.
Амплитудный детектор служит для выделения амплитудной огибающей высокочастотного радиосигнала. В настоящее время их обычно реализуют на или программным образом в сигнальных процессорах.
Тем не менее для полноты картины рассмотрим схему амплитудного детектора, позволяющего превратить значения амплитуды высокочастотного сигнала в низкочастотные колебания. Первоначально амплитуду высокочастотного колебания выделяли на электронных приборах с нелинейной вольтамперной характеристикой,таких как полупроводниковые диоды и транзисторы. Требующаяся для амплитудного детектирования вольтамперная характеристика (ВАХ) нелинейного элемента приведена на рисунке 1.
Рисунок 1. Вольтамперная характеристика нелинейного элемента, необходимая для детектирования амплитудной модуляции
При прохождении амплитудно-модулированного сигнала через электронный прибор с вольтамперной характерестикой, приведенной на рисунке 1, в выходном токе появляется составляющая, пропорциональная амплитуде входного сигнала. Процесс детектирования на электронном приборе с подобной вольтамперной характеристике поясняется на рисунке 2.
Рисунок 2. Процесс детектирования амплитудно-модулированного сигнала на линейной ВАХ
Реальные вольтамперные характеристики нелинейных элементов (таких как полупроводниковые диоды или транзисторы), применяющихся в амплитудных детекторах, значительно отличаются от требующейся ВАХ. В результате детектора получается существенно нелинейной. У вольтамперных характеристик этих электронных приборов наблюдается ступенька в районе 0,2 ... 0,8 В. Наименьшей ступенькой обладают диоды Шоттки и обращенные диоды. Именно такие диоды и применяются в амплитудных демодуляторах. Пример вольтамперной характеристики полупроводникового диода Шоттки приведен на рисунке 3.
Рисунок 3. Вольтамперная характеристика полупроводникового диода
Пример принципиальной схемы амплитудного детектора, выполненного на полупроводниковом диоде, приведен на рисунке 4. По таким схемам строятся и схемы вольтметров переменного тока.
Рисунок 4. Принципиальная схема амплитудного детектора
При глубине модуляции m = 0,5 нелинейные искажения достигают 10 %, а при m = 1 — уже 25 %. Такой уровень нелинейных искажений недопустим для современной аппаратуры. График зависимости нелинейных искажений от глубины модуляции в диодном детекторе приведен на рисунке 5.
Рисунок 5. Зависимость нелинейных искажений от глубины модуляции в диодном детекторе
В настоящее время в качестве амплитудных детекторов обычно используются синхронные детекторы. Основным узлом синхронного детектора является аналоговый умножитель (). Для того, чтобы умножитель осуществил перенос спектра сигнала промежуточной частоты на нулевую частоту (осуществил амплитудную демодуляцию сигнала), нужно на второй вход аналогового умножителя подать напряжение промежуточной частоты с фазой, совпадающей с фазой принимаемого сигнала. Подробно принципы работы синхронного детектора были рассмотрены при обсуждении принципов работы .
В этой схеме очень важно, чтобы сигнал, поступающий на один из входов умножителя, собранного на транзисторах имел постоянную амплитуду. Только в этом случае сигнал на выходе схемы будет пропорционален амплитуде входного сигнала. Если же амплитуда сигнала на обоих входах умножителя будет изменяться, то мы получим квадратичный амплитудный детектор, сигнал на выходе которого будет пропорционален не амплитуде сигнала, а его мощности.
Для выделения опорного сигнала в современных радиоприемных устройствах применяется усилитель-ограничитель. На выходе усилителя-ограничителя формируется сигнал промежуточной частоты с прямоугольной формой и постоянной амплитудой. Этот сигнал подается на один из входов умножителя сигналов. На второй вход умножителя сигналов подается неограниченный сигнал промежуточной частоты с амплитудной модуляцией. Его уровень поддерживается на постоянном уровне . Структурная схема подобного амплитудного детектора приведена на рисунке 6.
Рисунок 6. Структурная схема амплитудного детектора, выполненного на аналоговом умножителе сигналов
Временные диаграммы сигналов на входах и выходе умножителя сигналов схемы синхронного амплитудного детектора приведены на рисунке 7.
Рисунок 7. Временные диаграммы сигналов на входах и выходе умножителя
Как видно из приведенных временных диаграмм сигналов, искажения на выходе схемы отсутствуют. Пример принципиальной схемы амплитудного демодулятора, выполненного по схеме синхронного детектора, приведен на рисунке 8.
Рисунок 8. Схема АМ детектора на аналоговом умножителе сигналов
В данной схеме амплитудного детектора на один вход детектора подается усиленный сигнал с амплитудной модуляцией, а на другой вход тот же самый сигнал, но ограниченный по амплитуде. В результате на выходе схемы появляется напряжение модуля входного сигнала (амплитуда входного сигнала).
Подобная схема амплитудных детекторов часто применяется в составе схемы современных радиоприемников. В качестве примера, на рисунке 9 приведена схема включения микросхемы АМ приемника TDA1072.
Рисунок 9. Схема АМ приемника на микросхеме TDA1072
В этой схеме на одном кристалле расположены все рассмотренные ранее блоки радиоприемного устройства. На входе микросхемы сигнал поступает на усилитель радиочастоты, затем он подается на балансный транзисторный смеситель. С выхода балансного смесителя (вывод 1) сигнал через пьезокерамический фильтр промежуточной частоты поступает на вход усилителя промежуточной частоты (выводы 3 и 4), соединенным с балансным амплитудным детектором. После усиления демодулированного сигнала усилителем низкой частоты звуковой сигнал снимается с вывода 6. Для контроля уровня принимаемого сигнала к девятому выводу микросхемы может быть подключен амерметр, который превращается в индикатор уровня при помощи резистора RL9.
Дата последнего обновления файла 14.11.2012
Литература:
- "Проектирование радиоприемных устройств" под ред. А.П. Сиверса М., "Высшая школа" 1976 стр. 37-110
- "Радиоприемные устройства" под ред. Жуковского М. "Сов. радио" 1989 стр. 8 - 10
- Палшков В.В. "Радиоприемные устройства" - М.: "Радио и связь" 1984 стр. 12 - 14
Вместе со статьей "Амплитудный детектор (демодулятор)" читают:
Для определения фазы неизвестного колебания требуется точка
отсчета, которая будет определять начало координат. Обычно в качестве такой точки отсчета выступает...
https://сайт/WLL/FazDet/
Задача выделения закона изменения частоты из принимаемого
сигнала встречается очень часто. Эта задача встречается как при приеме сигналов с аналоговыми, так и при приеме сигналов с цифровыми методами модуляции...
https://сайт/WLL/FrDet/
Исследование оптимальных когерентных
ЦЕЛЬ РАБОТЫ
Изучение принципа действия демодуляторов. Работа демодулятора в условиях помех. Изучение влияния порога на вероятность ошибки при АМ.
1.КОДИРОВАНИЕ И МОДУЛЯЦИЯ
В современных системах передачи дискретных сообщений принято различать две группы относительно самостоятельных устройств: кодеки и модемы. Кодеком называются устройства, преобразующие сообщение в код (кодер) и код в сообщение (декодер), а модемом - устройства, преобразующие код в сигнал (модулятор) и сигнал в код (демодулятор).
При передаче непрерывного сообщения а(t) оно сначала преобразуется в первичный электрический сигнал b(t), а затем, как; правило, с помощью модулятора формируется сигнал s(t), который и посылается в линию связи. Принятое колебание x(t) подвергается обратным преобразованиям, в результате которых выделяется первичный сигнал b(t). По нему затем восстанавливается с той или иной точностью сообщение а(t).
Общие принципы модуляции предполагаются известными. Остановимся кратко на особенностях дискретной модуляции.
При дискретной модуляции закодированное сообщение а , представляющее собой последовательность кодовых символов-{b i }, преобразуется в последовательность элементов (посылок) сигнала {s i }. В частном случае дискретная модуляция сводится к воздействию кодовых символов на переносчик f(t).
Посредством модуляции один из параметров переносчика изменяется по закону, определяемому кодом. При непосредственной передаче переносчиком может быть постоянный ток, изменяющимися параметрами которого являются величина и направление тока. Обычно же в качестве переносчика, как и в непрерывной модуляции, используется переменный ток (гармоническое колебание). В этом случае можно получить амплитудную (АМ), частотную (ЧМ) и фазовую (ФМ) модуляции. Дискретную модуляцию часто называют манипуляцией , а устройство, осуществляющее дискретную модуляцию (дискретный модулятор), называют манипулятором или генератором сигналов.
На Рис.1. приведены формы сигналов при двоичном коде для различных видов манипуляции. При АМ символу 1 соответствует передача несущего колебания в течение времени Т (посылка), символу 0 - отсутствие колебания (пауза). При ЧМ передача несущего колебания с частотой f 1 соответствует символу 1, а передача колебания с частотой f О соответствует 0. При двоичной ФМ меняется фаза несущей на 180 0 при каждом переходе от 1 к 0 и от 0 к
Hа практике нашла применение система относительной фазовой модуляции (ОФМ). В отличие от ФМ, при ОФМ фаза сигналов отсчитывается не от некоторого эталона, а от фазы предыдущего элемента сигнала. В двоичном случае символ 0 передается отрезком синусоиды с начальной фазой предшествующего элемента сигнала, а символ 1 - таким же отрезком с начальной фазой, отличающейся от начальной фазы предшествующего элемента сигнала на . При ОФМ передача начинается с посылки одного, не несущего информации элемента, который служит опорным сигналом для сравнения фазы последующего элемента.
2. ДЕМОДУЛЯЦИЯ И ДЕКОДИРОВАНИЕ
Восстановление переданного сообщения в приемнике обычно осуществляется в такой последовательности. Сначала производится демодуляция сигнала. В системах передачи непрерывных сообщений в результате демодуляции восстанавливается первичный сигнал, отображающий переданное сообщение.
В системах передачи дискретных сообщений в результате демодуляции последовательность элементов сигнала превращается в последовательность кодовых символов, после чего эта последовательность преобразуется в последовательность элементов сообщения. Это преобразование называется декодированием.
Та часть приемного устройства, которая осуществляет анализ приходящего сигнала и принимает решение о переданном сообщении, называется решающей схемой.
В системах передачи дискретных сообщений решающая схема обычно состоит из двух частей: первой – демодулятора и второй - декодера.
На вход демодулятора с выхода канала связи поступает сигнал искаженный аддитивными и мультипликативными помехами. На выходе же демодулятора формируется дискретный сигнал, т. е. последовательность кодовых символов. Обычно некоторый отрезок (элемент) непрерывного сигнала преобразуется модемом в один кодовый символ (поэлементный прием). Если бы этот кодовый символ всегда совпадал с передаваемым (поступившим на вход модулятора), то связь была бы безошибочной. Но как уже известно, помехи приводят к невозможности с абсолютной достоверностью восстановить по принятому сигналу переданный кодовый символ.
Каждый демодулятор математически описывается законом, по которому поступивший на его вход непрерывный сигнал превращается в кодовый символ. Этот закон называется правилом решения, или решающей схемой . Демодуляторы с различными правилами решения будут выдавать, вообще говоря, различные решения, из которых одни будут верными, а другие ошибочными.
Будем полагать, что свойства источника сообщения и кодера известны. Кроме того, известен модулятор, т. е. задано, какая реализация элемента сигнала соответствует тому или иному кодовому символу, а также задана математическая модель непрерывного канала. Требуется определить, каков должен быть демодулятор (правило решения), чтобы обеспечить оптимальное (т. е. наилучшее из возможных) качество приема.
Такая задача была впервые поставлена и решена (для гауссовского канала) в 1946 г. выдающимся советским ученым В. А. Котельниковым. В этой постановке качество оценивалось вероятностью правильного приема символа. Максимум этой вероятности
при заданном виде модуляции В.А.Котельников назвал , а демодулятор, обеспечивающий этот максимум, - идеальным приемником. Из этого определения следует, что ни в одном реальном демодуляторе вероятность правильного приема символа не может быть больше, чем в идеальном приемнике.
На первый взгляд принцип оценки качества приема вероятностью правильного приема символа кажется вполне естественным и даже единственно возможным. Ниже будет показано, что это не всегда так и что существуют и другие критерии качества, применимые в тех или иных частных случаях.
3. ПРИЕМ СИГНАЛОВ КАК СТАТИСТИЧЕСКАЯ ЗАДАЧА
Обычно способ передачи (способ кодирования и модуляции) задан и нужно определить помехоустойчивость, которую o6ecпечивают различные способы приема. Какой из возможных способов приема является оптимальным? Указанные вопросы являются предметом рассмотрения теории помехоустойчивости, основы, которой разработаны академиком В. А. Котельниковым.
Помехоустойчивостью системы связи называется способность системы различать (восстанавливать) сигналы с заданной достоверностью.
Задача определения помехоустойчивости всей системы в целом весьма сложная. Поэтому часто определяют помехоустойчивость отдельных звеньев системы: приемника при заданном способе передачи, системы кодирования или системы модуляции при заданном способе приема и т. д.
Предельно достижимая помехоустойчивость называется, по Котельникову, потенциальной помехоустойчивостью . Сравнение потенциальной и реальной помехоустойчивости устройства позволяет дать оценку качества реального устройства и найти еще неиспользованные резервы. Зная, например, потенциальную помехоустойчивость приемника, можно судить, насколько близка к ней реальная помехоустойчивость существующих способов приема и насколько целесообразно их дальнейшее усовершенствование при заданном способе передачи.
Сведения о потенциальной помехоустойчивости приемника при различных способах передачи позволяют сравнить эти способы передачи между собой и указать, какие из них в этом отношении являются наиболее совершенными.
При отсутствии помех каждому принятому сигналу х соответствует вполне определенный сигнал s . При наличии помех это однозначное соответствие нарушается. Помеха, воздействуя на передаваемый сигнал, вносит неопределенность относительно того, какое из возможных сообщений было передано, и по принятому сигналу х только с некоторой вероятностью можно судить о том, что был передан тот или иной сигнал s. Эта неопределенность описывается апостериорным распределением вероятностей Р(s/х ).
Если известны статистические свойства сигнала s и помехи w(t) , то можно создать приемник, который на основании анализа сигнала х будет находить апостериорное распределение Р(s|х). Затем по виду этого распределения принимается решение о том, какое из возможных сообщений было передано. Решение принимается оператором или самим приемником по правилу, которое определяется заданным критерием.
Задача состоит в том, чтобы воспроизвести передаваемое сообщение наилучшим образом в смысле выбранного критерия. Такой приемник называется оптимальным , а его помехоустойчивость будет максимальной при заданном способе передачи.
Несмотря на случайный характер сигналов х , в большинстве случаев имеется возможность выделить множество наиболее вероятных сигналов {x i }, i=1,2...m, соответствующих передаче некоторого сигнала s i . Вероятность того, что переданный сигнал принят правильно, равна Р(х i /s i), а вероятность того, что он принят ошибочно, равна 1- Р(х i | s i) = . Условная вероятность Р(х j |s i) зависит от способа формирования сигнала, от помех, имеющихся в канале, и от выбранной решающей схемы приемника. Полная вероятность ошибочного приема элемента сигнала, очевидно, будет равна:
где P(s i) - априорные вероятности передаваемых сигналов.
4. КРИТЕРИИ ОПТИМАЛЬНОГО ПРИЕМА СИГНАЛОВ
Для того чтобы определить, какая из решающих схем является оптимальной, необходимо прежде всего установить, в каком смысле понимается оптимальность. Выбор критерия оптимальности не является универсальным, он зависит от поставленной задачи и условий работы системы.
Пусть на вход приемника поступает сумма сигнала и помехи x(t) =s k (t)+w(t ), где s k (t) - сигнал, которому соответствует кодовый символ а k , w(t) - аддитивная помеха с известным законом распределения. Сигнал s k в месте приема является случайным с априорным распределением P(s k). На основании анализа колебания х(t) приемник воспроизводит сигнал s i . При наличии помех это воспроизведение не может быть совершенно точным. По принятой реализации сигнала приемник вычисляет апостериорное распределение Р(s i /х) , содержащее все сведения, которые можно извлечь из принятой реализации сигнала х(t). Теперь необходимо установить критерий, по которому приемник будет выдавать на основе апостериорного распределения P(s i /х) решение относительно переданного сигнала s k .
При передаче дискретных сообщений широко используется критерий Котельникова (критерий идеального наблюдателя ). Согласно этому критерию принимается решение, что передан сигнал s i , для которого апостериорная вероятность Р(s i /х) имеет наибольшее
значение, т. е. регистрируется сигнал s i если выполняются неравенства
Р (s i /х) > Р (s j /х), j i . (1)
При использовании такого критерия полная вероятность ошибочного решения P 0 будет минимальной. Действительно, если по сигналу х принимается решение о том, что был передан сигнал s i , то, очевидно, вероятность правильного решения будет равна Р(s i /х) ,
а вероятность ошибки - 1 - P(s i /х). Отсюда следует, что максимуму апостериорной вероятности Р(s i /х) соответствует минимум полной вероятности ошибки
где Р(s i)- априорные вероятности передаваемых сигналов.
На основании формулы Байеса
P(s i /x)= .
Тогда неравенство (1) можно записать в другом виде
P(s i) р(х/s i .) >P(s j) р(х/s j) (2)
Функцию р(х/s) часто называют функцией правдоподобия . Чем больше значение этой функции при данной реализации сигнала х, тем правдоподобнее, что передавался сигнал s . Отношение, входящее в неравенство (3),
называется отношением правдоподобия . Пользуясь этим понятием, правило решения (3), соответствующее критерию Котельникова, можно записать в виде
Если передаваемые сигналы равновероятны P(s i) =Р(s j) = , то это правило решения принимает более простой
Таким образом, критерий идеального наблюдателя сводится к сравнению отношений правдоподобия (5). Этот критерий является более общим и называется критерием максимального правдоподобия.
Рассмотрим бинарную систему, в которой передача сообщений осуществляется с помощью двух сигналов s 1 (t) и s 2 (t) , соответствующих двум кодовым символам a 1 и a 2 . Решение принимается по рёзультату обработки принятого колебания x(t) пороговым методом: регистрируется s 1 , если х<х 0 , и s 2 , если х х 0 , где х 0 - некоторый пороговый уровень х . Здесь могут быть ошибки двух видов: воспроизводится s 1 , когда передавался s 2 , и s 2 , когда передавался s 1 . Условные вероятности этих ошибок (вероятности переходов) будут равны:
Значения этих интегралов могут быть вычислены как соответствующие площади, ограниченные графиком плотностей условного распределения вероятностей (Рис.2). Вероятности ошибок первого и второго вида соответственно:
P I =P(s 2)P(s 1 |s 2) = P 2 P 12 ,
P II =P(s 1)P(s 2 |s 1) = P 1 P 21 .
Полная вероятность ошибки при этом
P 0 = P I +P II =P 2 P 12 + P 1 P 21.
Пусть Р 1 = Р 2 , тогда
P 0 = .
Нетрудно убедиться, что в этом случае минимум Р 0 имеет место при P 12 =P 21 , т. е, при выборе порога в соответствии с Рис.2. Для такого порога Р 0 =P 12 =Р 21 . На Рис.2. значение P 0 определяется заштрихованной площадью. При любом другом значении порога величина Р 0 будет больше.
Несмотря на естественность и простоту, критерий Котельникова имеет недостатки. Первый заключается в том, что для построения решающей схемы, как это следует из соотношения (2), необходимо знать априорные вероятности передачи различных символов кода. Вторым недостатком этого критерия является то, что все ошибки считаются одинаково нежелательными (имеют одинаковый вес). В некоторых случаях такое допущение не является правильным. Например, при передаче чисел ошибка в первых значащих цифрах более опасна, чем ошибка в последних цифрах. Пропуск команды или ложная тревога в различных системах оповещения могут иметь различные последствия.
Следовательно, в общем случае при выборе критерия оптимального приема необходимо учитывать те потери, которые несет получатель сообщения при различных видах ошибок. Эти потери можно выразить некоторыми весовыми коэффициентами, приписываемыми каждому из ошибочных решений. Оптимальной решающей схемой будет такая, которая обеспечивает минимум среднего риска . Критерий минимального риска относится к классу так называемых байесовых критериев.
В радиолокации широко используется критерий Неймана-Пирсона. При выборе этого критерия учитывается, во-первых, что ложная тревога и пропуск цели не являются равноценными по своим последствиям, и, во-вторых, что неизвестна априорная вероятность передаваемого сигнала.
5. ОПТИМАЛЬНЫЙ ПРИЕМ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ
Источник дискретных сообщений характеризуется совокупностью возможных элементов сообщения u 1 , u 2 ,..., u m вероятностями появления этих элементов на выходе источника Р(u 1), Р(u 2),..., Р(u m). В передающем устройстве сообщение преобразовывается в сигнал таким образом, что каждому элементу сообщения соответствует определенный сигнал. Обозначим эти сигналы через s 1 , s 2 ..., s m а их вероятности появления на выходе передатчиков (априорные вероятности) соответственно через P(s 1), P(s 2),..., P(s m). Очевидно, априорные вероятности сигналов P(s i) равны априорным вероятностям Р(u i) соответствующих сообщений P(s i) =Р(u i). В процессе передачи на сигнал накладывается помеха. Пусть эта помеха имеет равномерный спектр мощности с интенсивностью .
Тогда сигнал на входе можно представить как сумму переданного сигнала s i (t) и помехи w(t):
х(1) =s i (t) + w(t) , (i =1, 2,..., m).
В случае, когда априорные вероятности сигналов одинаковы P(s 1)=Р(s 2)=...=P(s m) = , критерий Котельникова принимает вид :
Отсюда следует, что при равновероятных сигналах оптимальный приемник воспроизводит сообщение, соответствующее тому переданному сигналу, который имеет наименьшее среднеквадратичное отклонение от принятого сигнала.
Неравенство (9) можно записать в другом виде, раскрыв скобки:
Для сигналов, энергии которых одинаковы, это неравенстве для всех i j принимает более простую форму:
В этом случае условие оптимального приема можно сформулировать следующим образом. Если все возможные сигналы равновероятны и имеют одинаковую энергию, оптимальный приемник воспроизводит сообщение, соответствующее тому переданному сигналу, взаимная корреляция которого с принятым сигналом максимальна.
Таким образом, при Е 2 =Е 1 приемник Котельникова, реализующий условия работы (10), является корреляционным (когерентным) (Pис.3).
Рис. 3. Корреляционный приемник Рис.4. Приемник с согласованными фильтрами.
Оптимальный прием можно также реализовать в схеме с согласованными линейными фильтрами (Рис. 5), импульсные реакции которых должны быть
g i =cs i (T - t) , где с - постоянный коэффициент.
Рассмотренные схемы оптимальных приемников относятся к типу когерентных , в них учитывается не только амплитуда, но и фаза высокочастотного сигнала. Заметим, что в схемах оптимальных приемников отсутствуют фильтры на входе, которые в реальных приемниках всегда имеются. Это означает, что оптимальный приемник при флуктуационных помехах не требует фильтрации на входе. Его помехоустойчивость, как мы увидим дальше, не зависит от ширины полосы пропускания приемника.
6. ВЕРОЯТНОСТЬ ОШИБКИ ПРИ КОГЕРЕНТНОМ ПРИЕМЕ
ДВОИЧНЫХ СИГНАЛОВ
Определим вероятность ошибки в системе передачи двоичных сигналов при приеме на оптимальный приемник. Эта вероятность, очевидно, будет минимально возможной и будет характеризовать потенциальную, помехоустойчивость при данном способе передачи.
Если передаваемые сигналы s 1 и s 2 равновероятны Р 1 =Р 2 =0,5, то полная вероятность ошибки P 0 при оптимальном приеме бинарных сигналов s 1 (t) и s 2 (t) будет равна :
Р 0 = , (11)
где Ф()= - интеграл вероятности, .
Из приведенной формулы следует, что вероятность ошибки Р 0 , определяющая потенциальную помехоустойчивость, зависит от величины - отношения удельной энергии разности сигналов к интенсивности помехи N 0 . Чем больше это отношение, тем больше потенциальная помехоустойчивость.
Таким образом, при равновероятных сигналах вероятность ошибки полностью определяется величиной . Значение этой величины зависит от спектральной плотности помех N 0 и передаваемых сигналов s 1 (t) и s 2 (t).
Для систем с активной паузой, в которых сигналы имеют одинаковую энергию , выражение для 2 можно представить в следующем виде:
где - коэффициент взаимной корреляции между сигналами, - отношение энергии сигнала к удельной мощности помехи.
Вероятность ошибки для таких систем определяется формулой
Отсюда следует, что при = - 1 , т. е. s 1 (t) = - s 2 (t) , система обеспечивает наибольшую потенциальную помехоустойчивость. Эта система с противоположными сигналами. Для нее = 2q 0 . Практической реализацией системы с противоположными сигналами является система с фазовой манипуляцией.
Сравнение различных систем передачи дискретных сообщений удобно производить по параметру , представляющему собой приведенное отношение сигнала к помехе на выходе оптимального приемника при заданном способе передачи .
В общем виде радиотелеграфный сигнал можно записать
s i (t) =А i (t)cos(), 0
Где параметры колебания А i , , принимают определенные значения в зависимости от вида манипуляции.
Для амплитудной манипуляции A 1 (t)=A 0 , A 2 =0 ,
Для частотной манипуляции A 1 (t)=A 2 (t)=A 0 , . При оптимальном выборе разноса частот()2 , где k - целоечисло и , получаем
Для фазовой манипуляции А 1 (t) =A 2 (t) =А 0 ,
Сравнение полученных формул показывает, что из всех систем передачи бинарных сигналов наибольшую потенциальную помехоустойчивость обеспечивает система с фазовой манипуляцией. По сравнению с ЧМ она позволяет получить двухкратный, а по сравнению с АМ - четырехкратный выигрыш по мощности.
В системах связи сигнал обычно составляется из последовательности простых сигналов. Так, в телеграфии каждой букве соответствует кодовая комбинация, состоящая из пяти элементарных посылок. Возможны и более сложные комбинации. Если элементарные сигналы, составляющие кодовую комбинацию, независимы, то вероятность ошибочного приема кодовой комбинации определяется следующей формулой:
Р ок = 1 - (1 - Р 0) n ,
где Р 0 - вероятность ошибки элементарного сигнала, n - число элементарных сигналов в кодовой комбинации (значность кода).
Следует заметить, что вероятность ошибки в рассмотренных выше случаях полностью определяется отношением энергии сигнала к спектральной плотности помехи и не зависит от формы сигнала. В общем случае, когда спектр помехи отличается от равномерного, вероятность ошибки можно уменьшить, изменяя спектр сигнала, т. е. его форму.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1. Каково назначение демодулятора в цифровой системе связи? В чем его основное отличие от демодулятора аналоговой системы?
2. Что такое скалярное произведение сигналов? Как оно используется в алгоритме работы демодулятора?
3. Можно ли в оптимальном демодуляторе применять согласованные фильтры?
4. Что такое "критерий идеального наблюдателя"?
5. Что такое "правило максимума правдоподобия"?
6. Как выбирается порог решающего устройства? Что будет, если его изменить?
7. Каков алгоритм принятия решения в РУ?
8. Объясните назначение каждого блока демодулятора.
11. Алгоритм оптимального демодулятора и его функциональная схема для ЧМ.
12. Объясните разницу в помехоустойчивости систем связи с разными видами модуляции.
13. Объяснить осциллограммы, полученные в разных контрольных точках демодулятора (для одного из видов модуляции).
ЛИТЕРАТУРА
1. Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов. М.: Радио и связь, 1986.
2. Зюко А.Г., Кловский Д.Д., Коржик В.И., Назаров М.В. Теория электрической связи. М.: Радио и связь, 1998.
3. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1985.
4. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Советское радио,1977.
КРАТКАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ИССЛЕДУЕМЫХ ЦЕПЕЙ И СИГНАЛОВ
В работе используется универсальный стенд со сменным блоком "МОДУЛЯТОР - ДЕМОДУЛЯТОР", функциональная схема которого приведена на рис. 20.1.
Источником цифрового сигнала является КОДЕР-1, который выдает периодическую последовательность из пяти символов. С помощью тумблеров можно установить любую пятиэлементную кодовую комбинацию, которая индицируется линейкой из пяти светодиодных индикаторов с надписью "ПЕРЕДАНО". В блоке МОДУЛЯТОР происходит модуляция (манипуляция) двоичными символами "высокочастотных" колебаний по амплитуде, частоте или фазе, в зависимости от положения переключателя "ВИД МОДУЛЯЦИИ" - АМ, ЧМ, ФМ или ОФМ. При "нулевом" положении переключателя выход модулятора соединен с его входом (модуляция отсутствует).
КАНАЛ связи представляет собой сумматор сигнала с выхода модулятора и шума, генератор которого (ГШ) расположен в блоке ИСТОЧНИКИ СИГНАЛОВ. Внутренний генератор квазибелого шума, имитирующий шум канала связи, работает в той же полосе частот, в которой расположены спектры модулированных сигналов (12¸28 кГц).
ДЕМОДУЛЯТОР выполнен по когерентной схеме с двумя ветвями; коммутация видов модуляции - общая с модулятором. Поэтому эталонные сигналы s 0 и s 1 и пороговые напряжения в контрольных точках стенда изменяются автоматически при смене вида модуляции.
Знаками (Х) на функциональной схеме обозначены аналоговые перемножители сигналов, выполненные на специализированных ИМС. Блоки интеграторов выполнены на операционных усилителях. Электронные ключи (на схеме не показаны) разряжают конденсаторы интеграторов перед началом каждого символа.
Сумматоры (å) предназначены для введения пороговых значений напряжений, зависящих от энергии эталонных сигналов s 1 и s 0 .
Блок "РУ" - решающее устройство - представляет собой компаратор, то есть устройство, сравнивающее напряжения на выходах сумматоров. Само "решение", т.е. сигнал "0" или "1"подается на выход демодулятора в момент перед окончанием каждого символа и сохраняется до принятия следующего "решения". Моменты принятия "решения" и последующего разряда конденсаторов в интеграторах задаются специальной логической схемой, управляющей электронными коммутаторами.
Для демодуляции сигналов с ОФМ к схеме демодулятора ФМ добавляются блоки (на схеме не показаны), которые сравнивают предыдущее и последующее решения демодулятора ФМ, что позволяет сделать заключение о скачке фазы (или его отсутствии) в принимаемом символе. При наличии такого скачка на выход демодулятора подается сигнал "1", в противном случае - "0". В сменном блоке предусмотрен тумблер, переключающий начальную фазу (j) опорного колебания (0 или p) – только для ФМ и ОФМ. Для нормальной работы демодулятора тумблер должен быть в нулевом положении.
При амплитудной манипуляции предусмотрена возможность ручной установки порога с целью изучения его влияния на вероятность ошибки в приеме символа. Оценка вероятности ошибки производится в ПК путем подсчета числа ошибок за определенное время анализа. Сами сигналы ошибки (в символе или «букве») формируются в специальном блоке стенда («КОНТРОЛЬ ОШИБОК»), расположенном ниже блока ЦАП. Для визуального контроля ошибок в стенде имеются светодиодные индикаторы.
В качестве измерительных приборов используются двухканальный осциллограф, встроенный вольтметр и ПК, работающий в режиме подсчета ошибок.
ДОМАШНЕЕ ЗАДАНИЕ
1.Изучите основные разделы темы по конспекту лекций и литературе:
С. 159¸174, 181¸191; с. 165¸192.
ЛАБОРАТОРНОЕ ЗАДАНИЕ
1. Наблюдайте осциллограммы сигналов в различных точках схемы демодулятора при отсутствии шума в канале.
2. Наблюдайте появление ошибок в работе демодулятора при наличии шума в канале. Оцените вероятность ошибки для АМ и ЧМ при фиксированном значении отношения сигнал/шум.
3. Получите зависимость вероятности ошибок при АМ от порогового напряжения.
МЕТОДИЧЕСКИЕ УКАЗАНИЯ
1. Работа демодулятора в условиях отсутствия помех.
1.1. Соберите схему измерений согласно рис.20.2.Тумблерами КОДЕРА - 1 наберите любую двоичную комбинацию из 5 элементов. Ручку регулятора “ПОРОГ АМ” установить в крайнее левое положение. При этом регулятор выключен и порог устанавливается автоматически при смене вида модуляции. Тумблер фазировки опорного колебания ДЕМОДУЛЯТОРА установить в положение "0 0 ". Соединить выход генератора шума (ГШ) в блоке ИСТОЧНИКИ СИГНАЛОВ со входом n(t) КАНАЛА связи. Потенциометр выхода генератора шума - в крайнем левом положении (напряжение шума отсутствует). Вход внешней синхронизации осциллографа соединить с гнездом C2 в блоке ИСТОЧНИКИ, а усилители вертикального отклонения лучей перевести в режим с открытым входом (для пропускания постоянных составляющих исследуемых процессов).
1.2. Кнопкой переключения видов модуляции установить вариант “0”,соответствующий сигналу на входе МОДУЛЯТОРА. Сняв осциллограмму этого сигнала и, не меняя режим развёртки осциллографа, выбрать один из видов модуляции (АМ). Зарисовать осциллограммы в контрольных точках демодулятора:
· на входе демодулятора;
· на выходах перемножителей (в одном масштабе по вертикальной оси);
· на выходах интеграторов (также в одном масштабе);
· на выходе демодулятора.
На всех полученных осциллограммах отметить положение оси времени (т.е. положение нулевого уровня сигнала). Для этого можно зафиксировать положение линии развёртки при замыкании входных зажимов осциллографа.
1.3. Повторить п.1.2 для другого вида манипуляции (ЧМ).
2. Работа демодулятора в условиях помех.
2.1. Переключателем ВИД МОДУЛЯЦИИ установить ФМ. Подключить один из входов двухлучевого осциллографа ко входу модулятора, а второй - к выходу демодулятора. Получите неподвижные осциллограммы этих сигналов.
2.2. Плавно увеличивая уровень шума (потенциометром ГШ) добиться появления редких «сбоев» на выходной осциллограмме или на входном табло ПРИНЯТО.
2.3. С помощью осциллографа измерить установленное отношение сигнал/шум. Для этого, последовательно отключая источник шума, измерить на входе демодулятора размах сигнала (в делениях на экране) - 2а - (т. е. двойная амплитуда сигнала), а отключая источник сигнала от входа канала и восстановив шумовой сигнал - измерить размах шума (также в делениях) - 6s. Найденное отношение а/s внести в таблицу 20.1.
2.4. Переключателем «Вид модуляции» устанавливать последовательно АМ, ЧМ, и ФМ, наблюдая по вспышкам светодиода "ОШИБКА" или по осциллограмме выходного сигнала демодулятора частоту появления ошибок. Результаты наблюдений внести в отчет.
2.5. Не изменяя уровень шума в канале, измерить вероятность ошибки демодулятора в приёме символа за конечное время анализа (т.е. оценку вероятности ошибки). Для этого привести ПК в режим измерения вероятности ошибки (см. ПРИЛОЖЕНИЕ) и установить время анализа 10¸30 с. Начиная с ФМ, (а затем – ЧМ и АМ) определить число ошибок за время анализа и оценку вероятности ошибки. Полученные данные внести в табл. 20.1.
| |
3.1. Переключателем ВИД МОДУЛЯЦИИ установить АМ. Потенциометр выхода генератора шума установить на минимум. С помощью осциллографа, подключенного к выходу нижнего интегратора, измерить размах пилообразного напряжения по вертикали в вольтах - U max .
3.2. Заготовить таблицу 20.2, предусмотреть в ней не менее 5 значений порога U пор.
Табл.20.2 Оценка вероятности ошибки в зависимости от порога (для АМ)
3.3. Потенциометром «ПОРОГ АМ» установить значение порога U max /2 (измеряя напряжение «Е 1 /2» в контрольной точке демодулятора с помощью вольтметра постоянного напряжения). Увеличить уровень шума в канале до появления редких сбоев. Не меняя уровень шума, измерить оценку вероятности ошибки для этого порога (U max /2), а затем и для всех остальных значений U пор. Построить график зависимости Р ош = j (U пор).
Отчёт должен содержать :
1. Функциональную схему измерений.
2. Осциллограммы, таблицы и графики по всем пунктам измерений.
3. Выводы по пунктам 2.4 и 3.3.
